Millimeter

Wissenschaftliche Berichte Band 13, Artikelnummer: 9646 (2023) Diesen Artikel zitieren

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Es wird ein einzigartiges Antennenarray mit hoher Verstärkung und einem 3D-gedruckten dielektrischen Polarisator vorgeschlagen. Durch die Ansammlung des Speisenetzwerks zwischen den Antennenelementen entfällt die Unterbringung der Speisestruktur des Antennenarrays. Dies hat einen erheblichen Vorteil bei der Aufrechterhaltung sauberer und symmetrischer Strahlungseigenschaften mit niedrigen Kreuzpolarisationsniveaus. Die vorgeschlagene Struktur kombiniert zwei Elemente in einem Einspeisepunkt, um die Einspeisepunkte der Array-Verteilung eines 4 × 4-Antennen-Arrays von 16 auf 8 Punkte zu reduzieren. Die vorgeschlagene Antennenarray-Struktur ist äußerst kostengünstig und kann entweder linear oder zirkular polarisiert verwendet werden. Das Antennenarray erreicht in beiden Szenarien einen Gewinn von 20 dBi/dBiC. Die Anpassungsbandbreite beträgt 4,1 % und die 3 dB Axial Ratio (AR)-Bandbreite beträgt 6 %. Das Antennenarray verwendet eine einzige Substratschicht, ohne dass Durchkontaktierungen erforderlich sind. Das vorgeschlagene Antennenarray eignet sich gut für verschiedene Anwendungen bei 24 GHz und bietet gleichzeitig hohe Leistungskennzahlen und niedrige Kosten. Durch den Einsatz der gedruckten Mikrostreifenleitungstechnologie lässt sich das Antennenarray problemlos in Transceiver integrieren.

Bei der drahtlosen Kommunikation ist die Kanalkapazität gemäß Shannons Grenze proportional zur verfügbaren Bandbreite. Je mehr Bandbreite wir haben, desto höher ist die Kapazität des drahtlosen Kanals. Dadurch kann eine höhere Datenrate erreicht werden. Durch die Verlagerung des Betriebs auf höhere Frequenzen, beispielsweise die erwarteten mm-Wellen-Frequenzen. Die absolut verfügbare Bandbreite wäre deutlich größer als die typischen HF-Frequenzen. Dadurch werden höhere Geschwindigkeiten der drahtlosen Kommunikation erreichbar1,2,3. Während wir bei mm-Wellenfrequenzen höhere Geschwindigkeiten erreichen können, wird die Realisierung der physikalischen Schicht anspruchsvoller4,5,6,7. Der Hauptnachteil des Betriebs bei höheren Frequenzen besteht darin, dass die sich drahtlos ausbreitenden elektromagnetischen Wellen im Vergleich zu niedrigeren HF-Frequenzen einen höheren Pfadverlust haben. Um den Pfadverlust zu kompensieren, könnte man vorschlagen, die Leistungsverstärkerverstärkungen in den Funkgeräten zu erhöhen. Das Hauptproblem bei dieser Lösung besteht nicht nur darin, dass dadurch mehr Strom aus der Stromversorgung entnommen wird und eine stärkere Erwärmung entsteht, sondern dass die Geräte auch sperrig werden, da sie die Kühlkörper und die erforderliche Kühlvorrichtung unterbringen. Bei Mobilgeräten wäre dies unpraktisch, da dadurch der Geräteakku sehr schnell entladen würde. Eine vorgeschlagene Abhilfe besteht darin, Antennen mit hoher Richtwirkung zu verwenden, die die Energie auf die kommunizierende Einheit fokussieren. Dies kompensiert den Pfadverlusteffekt und lockert die Designanforderungen der Leistungsverstärker8,9,10,11,12,13,14,15 .

Der Betrieb bei mm-Wellenfrequenzen ist auch für Radar- und Sensoranwendungen nützlich. Je höher die Radarfrequenz des Einsatzes ist, desto höher ist die erreichbare Auflösung. In mehreren Arbeiten wurde die Nutzung des 24-GHz-mm-Wellenbandes für Radaranwendungen vorgeschlagen16,17,18,19,20. Der Einsatz von Kurzstreckenradaren für Anwendungen im Gesundheitswesen (Vitalzeichenerkennung)21, Automobilradarsensoren und Bewegungsmeldern ist allgegenwärtig geworden20,22,23,24,25,26. Darüber hinaus führten die Entwicklungen in der drahtlosen Konnektivität zur Erfindung verschiedener Internet-of-Things-Technologien. Das Internet der Dinge umfasst zahlreiche Anwendungen. Eine Antenne ist ein integraler Bestandteil jedes IoT-Kommunikationsgeräts. Die Leistung dieser Antennen ist ein entscheidender Faktor für die Gesamtsystemleistung. In der Literatur zu Industrieelektronik27,28,29,30,31,32,33, IoT und Sensoren34,35,36,37,38,39,40,41 wurden verschiedene Antennenstrukturen vorgeschlagen. In Ref.42 wurde eine Patch-Antenne mit einem Zaunstreifen-Resonator für die IoT-Kommunikation in Smart Homes realisiert. Für eine solche Kommunikation muss das Strahlungsmuster der Antenne omnidirektional sein. In Ref.43 wurde eine einzigartige Brillengestellantenne für die IoT-Kommunikation realisiert. In Ref.24 wurde eine programmierbare Strahlabtastantenne ohne Phasenschieber für die IoT-Relaiskommunikation vorgeschlagen. In Ref.26 wurde eine Haifischflossenantenne realisiert, die für zukünftige Eisenbahnkommunikationssysteme verwendet werden soll. In Ref.23 wurde eine gedruckte Multiband-Smartwatch-Antenne vorgeschlagen. Die Antenne erhöhte die Anzahl der Frequenzbänder und verbesserte die Omni-Richtwirkung. In Ref.22 wurde eine Mikrostreifen-Patchantenne in einem SHM-System (Structural Health Monitoring) zur Messung der strukturellen Belastung eingesetzt. In Ref.44 wurde ein elektronisch steuerbarer parasitärer Array-Strahler in einem dichten drahtlosen Sensornetzwerk verwendet. Darüber hinaus ist die Modellierung von Antennen im Entwurfsprozess von wesentlicher Bedeutung. Als Beispiel, aber nicht darauf beschränkt, wurde ein hybrid-äquivalentes Oberflächen-Kanten-Strommodell vorgeschlagen, da die vorhandenen Antennenäquivalentmodelle unflexibel sind, da sie eine rechteckige Antennenkontur annehmen in Ref.45, um die Einschränkungen der vorhandenen Modelle zu überwinden. Diese Modelle sind sehr nützlich für die Fahrzeug-zu-Alles-Kommunikation (V2X). Metaoberflächen und Techniken der Dispersionstechnik können sich auch für verschiedene Anwendungen als sehr nützlich erweisen. Metaoberflächen können verwendet werden, um die Eigenschaften der sich ausbreitenden Wellen effektiv zu manipulieren46,47.

Die Polarisation der Antenne wird normalerweise durch die Anwendung bestimmt. Beispielsweise ist in Satellitenkommunikationssystemen aufgrund der Schwierigkeit der Ausrichtung eine zirkulare Polarisation erforderlich, um Polarisationsfehlanpassungsverluste zu vermeiden. Radargeräte verwenden häufig eine lineare Polarisation, können aber auch eine zirkulare Polarisation verwenden19,48,49. In diesem Artikel stellen wir ein äußerst kostengünstiges Antennenarray vor, das entweder linear oder zirkular polarisiert verwendet werden kann. Das Antennenarray hat in beiden Szenarien einen realisierten Gewinn von 20 dBi. Die Matching-Bandbreite beträgt 4,1 % und die AR-Bandbreite beträgt 6 %. Die Antenne verwendet nur eine einzige Substratschicht und benötigt keine Durchkontaktierungen. Um auf den Zirkularpolarisationsbetrieb umzuschalten, wird ein 3D-gedruckter dielektrischer Polarisator verwendet. Das vorgeschlagene Antennenarray eignet sich gut für verschiedene Anwendungen im 24-GHz-Band und bietet gleichzeitig hohe Leistungswerte und extrem niedrige Kosten. Durch den Einsatz der gedruckten Mikrostreifenleitungstechnologie lässt sich die Antenne problemlos in Transceiver integrieren.

Bei höheren Frequenzen ist der Antennengewinn entscheidend, um den Pfadverlust auszugleichen; Es gibt verschiedene Möglichkeiten und verschiedene Strukturen, die verwendet werden können, um eine hohe Leistungsverstärkung zu erreichen.50. Reflektoren und Linsen sind für ihre hohe Verstärkung bekannt51. Allerdings sind sie aufgrund ihrer benötigten Brennweite sehr groß, was ihre Integration erschwert. Darüber hinaus gelten sie nicht als unauffällige Lösungen. Gedruckte Technologie eignet sich gut für hochintegrierte Systeme und ist bekannt dafür, dass sie unauffällig sind. Zur Steigerung der Verstärkungsleistung können planare Arrays eingesetzt werden. Durch Erhöhen der Anzahl der Elemente in einem Antennenarray erhöht sich der Gewinn proportional. Als Faustregel gilt, dass sich der Gewinn durch Verdoppelung der Anzahl der Elemente um 3 dB erhöht. Das Problem besteht jedoch darin, dass durch eine Erhöhung der Anzahl der Elemente die Größe des zugehörigen Einspeisenetzes proportional zunehmen würde. Je größer das Einspeisenetz ist, desto größer sind die darin enthaltenen Verluste. Der Gesamtverlust in einer gedruckten Speisestruktur ist die Summe der Dielektrizitäts-, Leitungs- und Strahlungsverluste. Strahlungsverluste können durch Minimierung der vom Versorgungsnetz erzeugten Strahlung reduziert werden. Idealerweise würde eine geschlossene Struktur ausreichen, um den Strahlungsverlust vollständig zu eliminieren. Der dielektrische Verlust kann durch die Verwendung eines Materials mit niedrigem Verlustfaktor, idealerweise Vakuum (Luft), reduziert werden. Daher gelten geschlossene metallische Wellenleiter als sehr effiziente Speisestrukturen, da sie sowohl Strahlungs- als auch dielektrische Verluste eliminieren. Allerdings sind sie sehr teuer und schwieriger in gedruckte Schaltkreise zu integrieren, da sie den Übergang des Speisewellenleiters erfordern52,53. Darüber hinaus werden durch die Umstellung auf höhere Frequenzen die Abmessungen kleiner und für die Fräsmaschinen schwieriger zu realisieren. Dadurch sind sie anfälliger für Toleranzfehler und schwieriger mit Fräsmaschinen zu realisieren. Hier zeigen wir, dass wir durch den Einsatz gedruckter Technologie eine anständige Effizienz und einen hohen Gewinn aufrechterhalten können, während gleichzeitig die Struktur unverpackt und ohne Durchkontaktierungen bleibt und nur eine einzige Substratschicht verwendet wird. Abbildung 1a zeigt eine Stichleitung mit offener Mikrostreifenleitung. Die offene Stichleitung wird typischerweise für Anpassungszwecke in jedem gedruckten Mikrostreifenleitungsnetzwerk verwendet. Typischerweise wird die Strahlung dieser offenen Stichleitungen minimiert, da ihr einziger Zweck darin besteht, die Eingangsimpedanz einer bestimmten Struktur zu ändern, um eine Impedanzanpassung zu erreichen. In Ref.50 haben wir gezeigt, dass ein solcher gedruckter offener Mikrostreifenleitungs-Stich als Strahlungselement verwendet werden kann, bei dem die Strahlung der Randfelder genutzt werden kann. Wie in Abb. 1a gibt es in dieser Struktur zwei Arten von Strömen: Die erste sind die durch die Mikrostreifenleitung fließenden Leitungsströme und die zweite sind die äquivalenten magnetischen Ströme, die die elektrischen Randfelder gemäß dem Äquivalenzprinzip darstellen. Die Strahlung der Leitungsströme wird gemäß der Bildtheorie durch die in die entgegengesetzte Richtung verlaufenden Bildströme unterdrückt. Dies wird erreicht, indem sichergestellt wird, dass die Masseebene elektrisch nahe an der gedruckten offenen Mikrostreifenleitung liegt. Diese Funktion ist für das Design von erwünscht Bei gedruckten Mikrostreifenleitungs-Mikrowellenschaltungen (d. h. Filtern, Kopplern usw.) minimiert ein solches Merkmal den Strahlungsverlust der vorgesehenen Führungsstruktur. Die Strahlung der magnetischen Ströme ist aufgrund der unangepassten Beschaffenheit der Struktur, bei der die gesamte eingegebene Energie zur Quelle zurückreflektiert und nicht abgestrahlt wird, vernachlässigbar. Darüber hinaus ist die Aperturfläche der Randfelder an der Spitze der Stichleitung sehr klein. Um die Strahlung dieser offenen Stichleitungen nutzen zu können, müssen wir zunächst die Aperturfläche vergrößern und einen Weg finden, ihre Eingangsimpedanz an eine 50-Ohm-Quelle anzupassen. Abbildung 1b schlägt vor, die Aperturfläche durch Hinzufügen weiterer offener Stichleitungen zu vergrößern, wobei die aggregierte Aperturfläche aller Stichleitungen groß genug wird, um eine signifikante Strahlung zu erzielen. Abbildung 1c schlägt vor, mehr offene Stichleitungen auf der rechten Seite zu haben, wobei die Stichleitungen auf der rechten und linken Seite durch eine rechteckige Mikrostreifenleitungsschleife verbunden werden können. Die Schleife stellt sicher, dass die magnetischen Ströme auf der rechten und linken Seite in Phase sind, um konstruktiv in der Ziellinie abzustrahlen. Außerdem spielt es eine wichtige Rolle bei der Reduzierung der Eingangsimpedanz auf 50 Ohm. Das Element kann als Ansammlung von vier magnetischen Stromelementen wahrgenommen werden. Diese Wahrnehmung hilft beim Verständnis des Grundes für die Unterdrückung von Gitterkeulen bei einem Array mit zwei Elementen, obwohl der Abstand zwischen ihnen größer als die halbe Wellenlänge im freien Raum ist. Dies ist aus Abb. 1d ersichtlich, wo der Abstand der Unterelemente in der Größenordnung einer halben Wellenlänge liegt, während der Abstand der beiden Elemente viel größer als eine halbe Wellenlänge ist. Auch die Mustermultiplikation kann dieses Verhalten erklären, bei dem die hohe Richtwirkung des Elementfaktors die Gitterkeulen im Array-Faktor niederschlägt. Eine weitere detaillierte Analyse für dieses Element finden Sie in Ref.54.

Struktur der Antennenarray-Elemente, (a) gedruckte offene Stichleitung mit Mikrostreifenleitung, (b) drei parallele gedruckte offene Stichleitungen, (c) sechs gedruckte offene Stichleitungen, zusammengefasst in einer Schleife „einzelnes Antennenarray-Element“, (d) zwei benachbarte Antennenarray-Elemente zueinander55, λg ist die geführte Wellenlänge und λo ist die Freiraumwellenlänge.

Das typische Verfahren zum Entwerfen eines Speisenetzwerks für ein 2D-Array besteht darin, Leistungsteiler und Viertelwellenlängentransformatoren zu verwenden, um die Parallelkombination der Antennenelemente an die gewünschte Systemimpedanz anzupassen. Dieses Verfahren führt in der Regel zu Übertragungsleitungen mit unterschiedlichen charakteristischen Impedanzen. Aufgrund des begrenzten Raums zwischen den Elementen des Antennenarrays können die breiten Mikrostreifenleitungen nicht untergebracht werden, insbesondere in der aggregierten Konfiguration. Darüber hinaus können sehr breite Mikrostreifenleitungen erhebliche Strahlungsverluste verursachen50. Um dieses Problem anzugehen, wird das in Abb. 2 dargestellte Entwurfsverfahren für das Einspeisenetz vorgeschlagen. Dieses Verfahren kann die erforderliche Impedanzanpassung durch Verwendung einer beliebigen charakteristischen Impedanz ermöglichen. Gemäß dem Schema in Abb. 2, Gl. (1–4) und unter Verwendung einer einfachen Übertragungsleitungstheorie ist die Eingangsimpedanz am Punkt „A“ immer gleich ZL, solange alle Leitungslängen ein Vielfaches einer ungeraden ganzen Zahl der geführten Viertelwellenlänge sind. Dieses Verfahren ist dort sehr nützlich, wo es die Verwendung schmaler Mikrostreifenleitungen ermöglicht, die problemlos zwischen die Strahlungselemente passen. Darüber hinaus wird die gesamte parasitäre Strahlung der Speisestruktur durch die Verwendung dünner Leitungen, die zwischen den Elementen zusammengefasst sind, minimiert. Eine weitere detaillierte Analyse dieses Konzepts und Vergleichsfälle mit verpackten Strukturen finden Sie in den Referenzen 50 und 56. Abbildung 3 zeigt eine praktische Umsetzung dieses Konzepts. Das verwendete Substrat ist Rogers 5880 mit einer Dicke von 0,508 mm, die Dielektrizitätskonstante des Substrats beträgt 2,2 und der Verlustfaktor beträgt 0,0009. Im Design werden überhaupt keine plattierten Durchkontaktierungen benötigt. Die Abmessungen der Struktur sind in Tabelle 1 aufgeführt. Bei Millimeterwellenfrequenzen ist eine verpackte Führungsspeisestruktur äußerst wünschenswert, um mögliche parasitäre Strahlungsverluste zu vermeiden, die die Antenneneffizienz verringern und die Strahlungseigenschaften der Antenne beeinträchtigen. Die Verpackung, oder mit anderen Worten die Abschirmung, erfolgt üblicherweise dadurch, dass die Zuführstruktur von einer metallischen Oberfläche umgeben wird. Bei einem planaren Einspeisenetzwerk kann dies dadurch erreicht werden, dass das Einspeisenetzwerk von oben und unten durch Metallbleche abgeschirmt wird. Diese Methode ist nützlich, um die Strahlung des Speisenetzes zu unterdrücken. Dieses Verfahren ist jedoch aufgrund der Anregung paralleler Plattenwellenleitermoden innerhalb des abgeschirmten Gehäuses unerwünscht, die letztendlich eine erhebliche Verlustquelle in der Speisestruktur darstellen. Der Ridge-Gap-Wellenleiter ist ein Beispiel für eine neue Technologie, die ein solches Problem löst und die Ausbreitung von Parallelplatten-Wellenleitermoden verhindert57. Die Verpackung ist eine gute Wahl; Allerdings ist es nicht einfach herzustellen und teurer. Bei dem vorgeschlagenen Design entfällt die Verpackung der Speisestruktur des Antennenarrays, indem das Speisenetzwerk zwischen den Antennenelementen zusammengefasst wird. Dies hat einen erheblichen Vorteil bei der Aufrechterhaltung sauberer und symmetrischer Strahlungseigenschaften mit einem anständigen Gewinn im Bereich von 20 dBi Einzelheiten zu dieser Technik finden Sie in Ref.50. Abbildung 4 zeigt das 3D-Strahlungsmuster „realisierte Verstärkung“, das 20,3 dBi erreicht (die berechneten Ergebnisse wurden mit HFSS58 generiert).

Beim Matching-Schema ist die Länge jedes Übertragungsleitungsabschnitts ein ungerades ganzzahliges Vielfaches einer Viertelwellenlänge.

Einschichtiges gedrucktes Antennenarray, das die Strahlung von offenen Mikrostreifenleitungsstichleitungen nutzt (Draufsicht).

3D-Strahlungsmuster „realisierte Verstärkung“ (links) und Wärmekarte des oberen Sinusraums (u,v) (rechts).

Einfach ausgedrückt sind elektromagnetische Polarisatoren Strukturen, die zur Transformation der Wellenpolarisation verwendet werden59,60,61,62,63,64,65. Sie können beispielsweise eine linear polarisierte Welle in eine zirkular polarisierte umwandeln und umgekehrt. Abbildung 5 zeigt den dielektrischen Polarisator und die Konfiguration der Elementarzellenanalyse. Der Polarisator besteht aus einem 3D-gedruckten dielektrischen Material mit einer Dielektrizitätskonstante von 3 und einem Verlustfaktor von 0,01. Die Elementarzellenanalyse entspricht einer unendlichen Struktur aus 3D-gedruckten dielektrischen Streifen. Die Elementarzellenanalyse geht von einem ebenen Welleneinfall auf eine unendliche Struktur aus. Daher müssen die entworfenen Polarisatorabmessungen mithilfe der Elementarzellenanalyse abgestimmt werden, um die Wellenform der Quelle (d. h. die Antenne) und die Tatsache zu berücksichtigen, dass die Der realisierte dielektrische Polarisator wird an den Rändern abgeschnitten (dh keine unendliche Struktur)66,67. Die Funktionsweise des dielektrischen Polarisators kann erklärt werden, indem eine einfallende ebene Welle mit einem Winkel von 45° in zwei Komponenten zerlegt wird, parallel und senkrecht oder (TE- und TM-Komponenten), wie in Abb. 5 dargestellt. Somit erfährt jede Komponente ein anderes effektives Dielektrikum konstant und daher unterschiedliche Phasenverschiebung. Durch die Steuerung der Phasenverschiebungsdifferenz zwischen den beiden Komponenten auf 90° wird die linear polarisierte Welle in eine zirkular polarisierte umgewandelt. Durch einen niedrigen Füllgrad der dielektrischen Streifen können die effektiven Dielektrizitätskonstanten für jede Komponente wie in (5–6) angenähert werden.68 Folglich können die Phasendifferenz und das Achsenverhältnis wie in (7–8) berechnet werden.

Abbildung des dielektrischen Polarisators und Konfiguration der Elementarzellenanalyse.

Tabelle 2 listet die Abmessungen der dielektrischen Platte auf. Es wird ein thermoplastisches RGD840-Material mit einem Dielektrizitätskonstantenwert von 3 und einem Verlustfaktor von 0,01 verwendet. Abbildung 6 zeigt die Transmissions- und Reflexionskoeffizienten der beiden Komponenten. Wie zu sehen ist, gibt es für jede Komponente eine minimale Reflexion und einen Transmissionskoeffizienten von nahezu Eins, was auf eine nahezu Größengleichheit der TE- und TM-elektrischen Feldkomponenten hinweist. Daher kann das Achsenverhältnis aus der Winkeldifferenz zwischen diesen Komponenten berechnet werden, wie in (7) angegeben, das Achsenverhältnis ist auch in Abb. 6 dargestellt. Abbildung 7 zeigt die Phasendifferenz zwischen den TE- und TM-Komponenten und das Phasenprofil für jede Komponente. Die Phasendifferenz ist konstruktionsbedingt auf 90° bei der Mittenfrequenz (dh 24 GHz) eingestellt. Abbildung 8 zeigt das Antennenarray, ergänzt durch den dielektrischen Polarisator. Die Abmessungen des Polarisators endlicher Größe sind in Tabelle 3 angegeben. Die Arraygröße beträgt 5,15 \(\uplambda\)o × 3,6 \(\uplambda\)o und die Polarisatorhöhe beträgt 1,87 \(\uplambda\)o. Abbildung 9 zeigt den hergestellten Prototyp.

Achsenverhältnis des Polarisators (links) und S-Parameter (rechts).

TE- und TM-Phasen (links) und Phasendifferenz (rechts).

Vorgeschlagenes 3D-gedrucktes dielektrisches Polarisatorantennenarray.

Hergestellter Prototyp.

Abbildung 10 zeigt das Achsenverhältnis mit/ohne Polarisator. Wie bereits erwähnt, liegt das Axialverhältnis bei Verwendung des Polarisators über eine Bandbreite von 6 % unter 3 dB. Andererseits liegt das Achsenverhältnis weit über 30 dB, wenn der Polarisator nicht verwendet wird (was auf eine lineare Polarisation hinweist). Abbildung 11 zeigt die Strahlungsmuster in den Hauptebenen, der Nebenkeulenpegel liegt in beiden Ebenen deutlich unter − 14 dB. Abbildung 12 zeigt die Strahlungsmuster in der xz- und yz-Ebene. Das Strahlungsmuster zeigt eine LHCP-Welle in beiden Ebenen mit einem Nebenkeulenpegel weit unter − 14 dB. Abbildung 13 zeigt den Verstärkungswert bis zu 20 dBi für beide Fälle (dh lineare und zirkulare Polarisation). Abbildung 14 zeigt die berechnete Strahlungseffizienz. Auch in beiden Szenarien liegt der berechnete Wirkungsgrad bei bis zu 90 %. Die S11 sind in beiden Fällen nahezu gleich, was auf einen transparenten Polarisator hinweist.

Axialverhältnis mit Polarisator (links) und Axialverhältnis ohne Polarisator (rechts).

Lineare Array-Strahlungsmuster, H-Ebene (links) und E-Ebene (rechts), kopolar (oben) und kreuzpolar (rechts).

CP-Strahlungsmuster, xz-Ebene (links) und yz-Ebene (rechts), LHCP (oben) und RHCP (unten).

Verstärkung und (Größe des Reflexionskoeffizienten) |S11|.

Berechnete Strahlungseffizienz.

Der Gewinn von 20 dBi und der Wirkungsgrad des Antennenarrays von 90 % in beiden Szenarien machen die Antenne für 24-GHz-Anwendungen (Radar, Sensoren usw.) sehr attraktiv. Je nach Anwendungsanforderungen kann die Antenne in beiden Modi (CP oder LP) effektiv genutzt werden. Während die Strahlungseigenschaften einen sauber gerichteten Nadelstrahl umfassen, ist der Nebenkeulenpegel in beiden Szenarien deutlich unter –14 dB reduziert. Die Lösung eignet sich hervorragend für die Integration in die PCB-Technologie. Die Struktur ist äußerst kostengünstig, da sie nur eine einzige Substratschicht ohne Durchkontaktierungen verwendet.

Es sollte klar sein, dass aufgrund der visuellen Ausrichtung der Antenne in der Kammer während der Messung eine leichte azimutale Fehlausrichtung der Antenne vorliegt. Die Fehlausrichtung wird anhand der gemessenen Kreuzpolarisationskomponente erkannt, die in diesem Fall einen gewissen Beitrag von der Kopolarisation hat. Deshalb wird auf der Breitseite der Kreuzpolarisation ein Peak angezeigt. Abbildung 15 zeigt die Verstärkung jeder elektrischen Feldkomponente (Eθ und Eϕ) für die lineare Polarisation und (ELH, ERH) für die zirkulare Polarisation. Abbildung 16 zeigt jeweils den Kreuzpolarisationsgrad; Der lineare Fall ist durch (ΔLP = Eθ − Eϕ) und der CP-Fall durch (ΔCP = ELH − ERH) gegeben. Wie erwartet ist die Zirkularpolarisationsverstärkung unabhängig vom Azimutwinkel, was sie immun gegen fehlerhafte Polarisationsübereinstimmungen macht. Auch der Kreuzpolarisationspegel schwankt im CP-Fall von 16,4 bis 22,6 dB mit dem Azimutwinkel (dh innerhalb einer Spanne von 6,2 dB). Diese Eigenschaft von CP-Antennen macht sie für verschiedene Anwendungen sehr wünschenswert, die eine ausgerichtete drahtlose Kommunikationsverbindung mit Sichtlinie benötigen. Andererseits zeigt die LP-Antenne, dass die Verstärkung des elektrischen Feldes stark vom Azimutwinkel abhängt. (Hinweis: ϕ = 0° ist die E-Ebene „xz-Ebene im CP-Fall“ und ϕ = 90° ist die H-Ebene „yz-Ebene im CP-Fall“). In der E-Ebene ist die kopolare Komponente Eθ und die kreuzpolare Komponente Eϕ und umgekehrt in der H-Ebene. Daher sinkt bei der azimutalen Fehlausrichtung die Verstärkung in einer Komponente und steigt in der anderen Komponente, und der Kreuzpolarpegel kann zwischen 29,6 und 0 bis –25 dB variieren. Die Änderung des Vorzeichens stellt den Wechsel von einer Hauptebene zur anderen dar . Obwohl LP-Antennen anfällig für Polarisationsfehlanpassungsverluste sind, eignen sie sich gut für mehrere Radaranwendungen. Dies liegt daran, dass reflektierte Signale von Objekten die gleiche Polarisation (d. h. linear) beibehalten und die Verwendung einer linearen Antenne für beide Anwendungen ermöglichen die Sender- und Empfängerschaltung, die normalerweise über einen Zirkulator verbunden sind. Andererseits kehren im CP-Fall die von Objekten reflektierten Signale ihre Polarisation um (dh ein links einfallendes Signal wird als rechts einfallendes Signal reflektiert und umgekehrt). Daher kann die Sendeantenne das reflektierte Signal nicht erkennen und es ist eine andere Antenne mit entgegengesetzter Polarisation erforderlich, um das reflektierte Signal zu erkennen.

Verstärkung für jede Polarisationskomponente gegenüber dem Azimutwinkel (ϕ), linearer Fall (links) und kreisförmiger Fall (rechts).

Kreuzpolarpegel vs. Azimutwinkel (ϕ) für lineare und zirkulare Polarisation.

Ein Vergleich mit anderen Werken ist in Tabelle 4 dargestellt. Wie aus der Tabelle hervorgeht, ist die vorgeschlagene Struktur im Vergleich zu anderen Werken hinsichtlich der Verstärkung (20 dBi/dBiC) und der Fähigkeit, entweder mit zirkularer oder linearer Polarisation zu arbeiten, überlegen andere Lösungen, die für die Arbeit mit nur einer Polarisation optimiert sind. Die vorgeschlagene Lösung behält im Gegensatz zu anderen Arbeiten, die einige dieser Leistungsmetriken beeinträchtigen würden, sehr gute Werte für die Kreuzpolarisation, den Nebenkeulenpegel, die Verstärkung und das Verhältnis von vorne zu hinten in beiden Polarisationen bei. In der vorgeschlagenen 4×4-Antennen-Array-Struktur wird die Anzahl der Einspeisepunkte von 16 auf nur 8 Punkte reduziert, indem zwei Elemente mit einem einzigen Einspeisepunkt kombiniert werden. Darüber hinaus ist die Verstärkung des vorgeschlagenen Elements hoch, wodurch es leicht ist, 20 dBi/dBiC aus einer 4 × 4-Konfiguration zu erreichen. Diese Leistung ist ohne den Einsatz von Verpackungstechniken sehr anspruchsvoll. Beispielsweise, aber nicht beschränkt auf Ref. 69, kann ein 8 × 8-Patch-Antennenarray nur einen Gewinn von 18 dBi liefern.

Die vorgeschlagene Struktur verwendet nur ein einziges Substrat, was sie äußerst kostengünstig macht. Es sind keine Durchkontaktierungen erforderlich, was den Herstellungsprozess erheblich vereinfacht. Eine solche Vereinfachung der Herstellung ist sehr vorteilhaft, insbesondere bei Millimeterwellenfrequenzen, bei denen die Struktur-/Durchgangsabmessungen sehr klein werden und sehr anfällig für Toleranzfehler sind. Darüber hinaus verwendet die vorgeschlagene Struktur ein einzelnes Substrat mit einer MSL-Einspeisung, was die Integration in Transceiver-Schaltkreise sehr einfach macht. Andere in Tabelle 4 angegebene Arbeiten verwenden eine Wellenleitereinspeisung, was sie sehr sperrig macht. Hohlleiterspeisungen erfordern außerdem spezielle Übergänge, um sie in typische IC-Transceiver zu integrieren. Diese Übergänge stellen einen erheblichen Verlust dar, der normalerweise durch zusätzliche Verstärkung von der Antenne oder den Leistungsverstärkern ausgeglichen werden muss.

Es wurde ein kostengünstiges Antennenarray vorgestellt, das bei 24 GHz arbeitet. Die Verpackung der Speisestruktur des Antennenarrays wurde eliminiert, indem das Speisenetzwerk zwischen den Antennenelementen zusammengefasst wurde. Das vorgeschlagene Antennenarray war äußerst kostengünstig und konnte entweder als linear oder zirkular polarisiertes Antennenarray verwendet werden. Das Antennenarray hatte in beiden Szenarien einen realisierten Gewinn von 20 dBi. Die erreichte Anpassungsbandbreite beträgt 4,1 % und die 3-dB-Axialverhältnisbandbreite beträgt 6 %. Das Antennenarray nutzte nur eine einzige Substratschicht und benötigte keine Durchkontaktierungen. Um auf den Zirkularpolarisationsbetrieb umzuschalten, wurde ein 3D-gedruckter dielektrischer Polarisator verwendet. Das vorgeschlagene Antennenarray eignete sich gut für verschiedene Anwendungen im 24-GHz-Frequenzband, wobei gleichzeitig hohe Leistungswerte und extrem niedrige Kosten erhalten blieben. Durch den Einsatz der gedruckten Mikrostreifenleitungstechnologie konnte das Antennenarray problemlos in Transceiver integriert werden.

Alle während dieser Studie generierten oder analysierten Daten sind in diesem veröffentlichten Artikel enthalten.

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Abteilung für Elektrotechnik und Informationstechnik, Royal Military College of Canada, Kingston, ON, Kanada

Yazan Al-Alem & Yahia MM Antar

Fakultät für Elektrotechnik und Informationstechnik, Queen's University, Kingston, ON, Kanada

Yazan Al-Alem & Yahia MM Antar

Fakultät für Elektrotechnik und Informationstechnik, Concordia University, Montreal, QC, Kanada

Syed M. Sifat und Ahmed A. Kishk

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YA schrieb die Manuskripte und führte Vollwellensimulationen durch, SMS führte die Experimente durch, YMMA und AAK trugen zu den Diskussionen über theoretische Machbarkeit und Designverbesserungen bei. Alle Autoren haben das Manuskript überprüft.

Korrespondenz mit Yazan Al-Alem.

Die Autoren geben an, dass keine Interessenkonflikte bestehen.

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Nachdrucke und Genehmigungen

Al-Alem, Y., Sifat, SM, Antar, YMM et al. Planares Millimeterwellenantennenarray, ergänzt durch einen kostengünstigen 3D-gedruckten dielektrischen Polarisator für Sensorik- und Internet-of-Things-Anwendungen (IoT). Sci Rep 13, 9646 (2023). https://doi.org/10.1038/s41598-023-35707-2

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Eingegangen: 18. Januar 2023

Angenommen: 22. Mai 2023

Veröffentlicht: 14. Juni 2023

DOI: https://doi.org/10.1038/s41598-023-35707-2

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